pwm整流器畢業(yè)論文

1、<p><b>　　摘要</b></p><p>　　傳統(tǒng)的整流裝置是電網(wǎng)污染的主要來源，三相電壓型PWM整流器具有輸出電壓恒定、能實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行、電能雙向流動等特點，因而成為目前電力電子領域中的熱點課題之一。</p><p>　　隨著大規(guī)模集成電路技術及計算機技術的發(fā)展，采用微處理器作為硬件控制核心的微機控制器將成為今后整流器的發(fā)展方向。隨著控制方法

2、的不斷改進與發(fā)展，對微機整流控制器的運算速度提出了非常高的要求。本文根據(jù)設計要求，以DSP(數(shù)字信號處理器)作為控制核心，研究并設計了基于DSP的PWM整流器。</p><p>　　本文首先介紹了PWM整流器的發(fā)展狀況，說明了DSP與其他單片機或通用微處理器相比在性能上的優(yōu)勢。從整流主電路、控制電路、測量電路、SVPWM調制方法等幾個方面論述了基于DSP的PWM整流器的硬件設計以及主要實時軟件的流程圖和實現(xiàn)方法。

3、文中還介紹了PIM(功率智能模塊)的使用，并基于此設計了系統(tǒng)的主電路，并用TMS320F2812的匯編語言與C語言結合進行了軟件編程。由于采用了這些先進技術，使得本文中的PWM整流器結構簡單、性能可靠、操作方便。</p><p>　　關鍵詞：PWM整流器；空間電壓矢量脈寬調制；數(shù)字信號處理器；智能功率模塊</p><p>　　Title: The Design of Three-pha

4、se PWM rectifier Based on DSP </p><p><b>　　Abstract</b></p><p>　　The conventional rectifier Produce harmonic Problem in power system. While three-phase PWM VSR (voltage source rectif

5、ier) can provide constant dc bus voltage and get unity Power factor .It also has line Power feedback capability So it is becoming interested in power electronics field.</p><p>　　With the development of large

6、-scale integrate circuit technology and computer technology，microcomputer-based rectifier controller will become the main stream of rectifier controllers in the future. Constant improvement in rectifier control microcomp

7、uter -based rectifier controller. According to this requirement,the paper studies and designs the DSP-based rectifier controller by using DSP (Digital Signal Processor) as the control center.</p><p>　　This p

8、aper introduces the control function and the developing tendency of PWM rectifier. And, it illustrates DSP's performance advantage compared with the other single chips or general-purpose processors. It deals with the

9、 design of the DSP-based rectifier's hardware and the flowchart and realization method of its software from the aspects of control circuit, measuring circuit.</p><p>　　main circuit and the method of real

10、izing SVPWM. The paper also introduces use of IPM (Intelligent Power Module), and designs main circuit based on it. Because of the adoption of these advanced technologies, the PWM rectifier structure is simpler, its perf

11、ormance as retiadte and its operation convenient.</p><p>　　Keywords： PWM rectifier；SVPWM；DSP；IPM</p><p><b>　　目錄</b></p><p><b>　　摘要I</b></p><p>

12、　　AbstractII</p><p><b>　　第一章 緒論1</b></p><p>　　1.1課題的研究目的和意義1</p><p>　　1.2傳統(tǒng)整流裝置的缺點1</p><p>　　1.3 三相PWM整流器的國內外發(fā)展狀況2</p><p>　　1.3.1國內外發(fā)展現(xiàn)狀

13、2</p><p>　　1.3.2 PWM整流器的研究狀況5</p><p>　　1.3.3 PWM整流器控制技術研究方向7</p><p>　　1.4本文的主要研究內容8</p><p>　　第二章 PWM整流器的工作原理、拓撲結構及數(shù)學模型9</p><p>　　2.1 PWM整流器的工作原理9<

14、/p><p>　　2.2 PWM整流器電路拓撲11</p><p>　　2.2.1電壓型PWM整流器拓撲結構11</p><p>　　2.3三相PWM整流器數(shù)學模型14</p><p>　　2.3.1三相PWM整流器動態(tài)數(shù)學模型14</p><p>　　2.3.2基于狀態(tài)空間平均法數(shù)學模型17</p>

15、<p>　　第三章 整流器主電路參數(shù)的選擇20</p><p>　　3.1直流側電壓的選定20</p><p>　　3.2交流側電感的設計20</p><p>　　3.3直流側電容的設計21</p><p>　　3.4電路參數(shù)設定22</p><p>　　第四章 PWM整流器的硬件設計23&l

16、t;/p><p>　　4.1控制系統(tǒng)的設計23</p><p>　　4.1.1處理器的選擇23</p><p>　　4.1.2實時時鐘24</p><p>　　4.1.3電源轉換電路25</p><p>　　4.1.4開關量輸入電路設計26</p><p>　　4.2測量回路的設計27&

17、lt;/p><p>　　4.2.1直流電壓采樣電路27</p><p>　　4.2.2交流電流采樣電路28</p><p>　　4.2.3電網(wǎng)電壓同步信號采樣電路30</p><p>　　4.2.4相位及頻率測量31</p><p>　　4.3主回路的設計31</p><p>　　4.3.

18、1主回路智能功率模塊的選擇32</p><p>　　4.3.2輸入電路33</p><p>　　4.3.3 DIP-IPM緩沖電路設計34</p><p>　　第五章 基于DSP的空間電壓矢量脈寬調制的實現(xiàn)35</p><p>　　5.1坐標變換35</p><p>　　5.2基于TMS320F2812的SV

19、PWM的實現(xiàn)方法38</p><p>　　5.2.1占空比的確定39</p><p>　　5.2.2扇區(qū)的確定40</p><p>　　第六章 軟件設計42</p><p>　　6.1軟件的可靠性設計42</p><p>　　6.1.1結構化軟件設計的重要性42</p><p>　　

20、6.1.2結構化編程原則42</p><p>　　6.1.3軟件測試43</p><p>　　6.2高精度的定點運算43</p><p>　　6.2.1定點數(shù)的定標43</p><p>　　6.2.2定點數(shù)的運算45</p><p>　　6.3系統(tǒng)DSP軟件設計45</p><p>

21、　　6.3.1 PID控制子程序45</p><p>　　6.3.2同步中斷子程序46</p><p>　　6.3.3保護程序設計46</p><p><b>　　結論49</b></p><p><b>　　致謝50</b></p><p><b>　　

22、參考文獻51</b></p><p><b>　　第一章 緒論</b></p><p>　　近20年來隨著電力電子裝置的廣泛使用，由此引起的諧波污染問題日益嚴重，逐漸受到了人們的重視。目前，大部分的電力電子裝置所使用的直流電源是通過不可控流或相控整流得到的，這些傳統(tǒng)的設備在運行中對電網(wǎng)注入了大量的諧波和無功，因此造成了嚴重的電網(wǎng)污染。</p>

23、<p>　　1.1課題的研究目的和意義</p><p>　　各種電力電子裝置的使用對公用電網(wǎng)所造成的諧波污染問題受到了人們的關注。據(jù)日本電氣協(xié)會1992年發(fā)表的一項關于諧波源的調查報告表明，到2001年，AC/DC開關電源的需求平均年增長率為12.7%，通訊設備配套用AC/DC開關電源增長率超過15%，全球開關電源市場規(guī)模從92年的82億增加到99年的166億美元，平均年增長率為10%，到09年全球

24、開關電源規(guī)模超過488億美元。因此，消除諧波污染并提高功率因數(shù)，己經(jīng)成為電力電子技術中的一個重大課題。同時，為了保證電網(wǎng)和用電設備的安全經(jīng)濟運行，目前許多工業(yè)國家和組織都制定了相應的諧波標準，如國際電工委員會(IEO制定的IEEE555-2標準對用電裝置的功率因數(shù)和波形失真度作了具體的限制，歐洲也制定了相應的IEC-1000-3-2標準，我國國家技術監(jiān)督局也于1993年頒布了《電能質量公用電網(wǎng)諧波》標準(GB/14549-93)，并于1

25、994年3月1日起正式執(zhí)行。而我國對高功率因數(shù)PWM整流器的研究起步較晚，對PWM整流技術的工程應用研究還有待繼續(xù)深入。</p><p>　　鑒于國際標準的要求、國內研究現(xiàn)狀及AC/DC電源行業(yè)的巨大市場需求，本課題顯得尤為貼近實際。</p><p>　　1.2傳統(tǒng)整流裝置的缺點</p><p>　　傳統(tǒng)整流裝置主要是指由二極管組成的非線性電路或由晶閘管組成的相控電

26、路，它們主要存在以下缺點：</p><p>　　(1)網(wǎng)側功率因數(shù)低，對電網(wǎng)造成了無功增加，危害電網(wǎng)質量。同時，無功的副作用還表現(xiàn)為降低了發(fā)電、輸電設備的利用率，增加了線路損耗。</p><p>　　(2)輸入電流諧波含量高，諧波除了降低了發(fā)電、輸電設備的利用率外，還會影響設備的正常工作，產(chǎn)生不希望的機械震動和噪音；諧波還容易引起某些繼電器、接觸器的誤動作，造成事故；同時，諧波也對周圍環(huán)境

27、產(chǎn)生電磁干擾，影響通訊設備的正常工作等。</p><p>　　(3)交流側電網(wǎng)電壓波形畸變，污染電網(wǎng)。</p><p>　　獲得高功率因數(shù)，消除諧波的方法主要有兩種:一種是被動法，即在諧波和無功產(chǎn)生的情況下采用補償裝置，補償其諧波和無功功率；二是主動法，即對傳統(tǒng)整流裝置本身進行改進，使其盡量不產(chǎn)生諧波，且不消耗無功功率或根據(jù)需要對其功率因數(shù)進行控制:兩者比較，采用改進傳統(tǒng)整流裝置的方法改善

28、功率因數(shù)和實現(xiàn)諧波抑制更為有效，也就是開發(fā)輸入電流為正弦、諧波含量低且功率因數(shù)接近于1的高性能二相整流器。</p><p>　　三相PWM高功率整流器與傳統(tǒng)的整流裝置相比，具有交流側輸入、輸出電流諧波小，功率因數(shù)可調，直流側電壓波動小，能量能雙向流動等優(yōu)點，因而其控制的策略研究成為目前電力電子領域中的一個熱點。</p><p>　　1.3 三相PWM整流器的國內外發(fā)展狀況</p&g

29、t;<p>　　1.3.1國內外發(fā)展現(xiàn)狀</p><p>　　變頻器、逆變電源、高頻開關電源以及各類特種變流器等裝置很大一部分都需要整流環(huán)節(jié)，以獲得直流電壓。由于常規(guī)整流環(huán)節(jié)廣泛采用了二極管不控整流電路或晶閘管相控整流電路，因而對電網(wǎng)注入了大量諧波及無功，造成了嚴重的電網(wǎng)“污染”。作為電網(wǎng)主要“污染”源的整流器，首先受到了學術界的關注，并開展了大量研究工作[12]。其主要思路就是將PWM技術引入整流

30、器的控制中，使整流器網(wǎng)側電流正弦化，可運行于單位功率因數(shù)，這就是PWM整流器。</p><p>　　PWM整流器的研究始于20世紀80年代，這一時期由于全控器件的日益成熟和應用，推動了PWM技術的應用與研究。1982年Busse Alfred, oltz Joachim首先提出了基于可關斷器件的三相全橋PWM整流器拓撲結構及其網(wǎng)側電流幅相控制策略，并實現(xiàn)了電流型PWM整流器網(wǎng)側單位功率因數(shù)正弦波電流控制。1984

31、年Akagi Hirofumi等提出了基于PWM整流器拓撲結構的無功補償器控制策略[4]這實際上就是電壓型PWM整流器早期的設計思想。到20世紀80年代末，隨著A.W.Green等人提出了基于坐標變換的PWM整流器連續(xù)、離散動態(tài)數(shù)學模型及控制策略，PWM整流器的研究發(fā)展到一個新的高度[15]。</p><p>　　20世紀90年代以來，PWM整流器一直是學術界關注和研究的熱點課題。隨著研究的深入，基于PWM整流器

32、拓撲結構及控制的拓展，相關的應用研究也發(fā)展起來。這些應用研究，又促進了PWM整流器及其控制技術的進步和完善。經(jīng)過多年的研究和發(fā)展，PWM整流器技術己日趨成熟。PWM整流器主電路已從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；PWM開關控制由單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調制；功率等級從千瓦級發(fā)展到兆瓦級，而在主電路類型上，既有電壓型整流器(Voltage Source Rectifier-VSR)，也有電流型整流器(Current S

33、ourceRectifier-CSR，并且兩者在工業(yè)上均成功地投入了應用。</p><p>　　控制技術是PWM整流器發(fā)展的關鍵。為保證直流側的電壓恒定，控制系統(tǒng)多采用電壓外環(huán)的PI調節(jié)控制。為了使電壓型PWM整流器工作時達到單位功率因數(shù)，網(wǎng)側呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側電流控制策略的研究顯得十分重要。根據(jù)有無引人電流反饋可將控制方法分為兩大類：不引入交流電流反饋的是由J.W.Dixon和B.'I'

34、.001首先提出的間接電流控制策略[6]；引入交流電流反饋的目前占主導地位的直接電流控制策略。</p><p>　　間接電流控制技術為電流開環(huán)控制，如早期采用的相位幅值控制，通過PWM整流方法在整流器橋臂中點輸出幅值和相位受控的正弦PWM電壓，該電壓與電網(wǎng)電壓共同作用，可在整流器交流側形成所需的正弦基波電流，而諧波電流則由交流電感濾除。間接電流控制由于無需交流電流傳感器，因此系統(tǒng)結構簡單。但動態(tài)響應慢，無限流功能

35、，穩(wěn)定性很差等缺點影響了它的廣泛應用，己經(jīng)逐漸被直接電流控制取代。</p><p>　　直接電流控制由于具有網(wǎng)側電流閉環(huán)控制，使系統(tǒng)動、靜態(tài)性能得到提高，可以獲得較高品質的電流響應，同時也使網(wǎng)側電流控制對系統(tǒng)參數(shù)不敏感，增強了控制系統(tǒng)的魯棒性。當然，直接電流控制的控制結構和算法較間接電流控制復雜。對于直接電流控制系統(tǒng)，可分為滯環(huán)電流控制、預測電流控制、同步PI控制、直接功率控制等，其中基于空間矢量的PWM控制最為

36、流行。早期PWM整流器多采用滯環(huán)電流控制[8]，近期多采用預測電流控制和同步PI控制[9]等控制算法。滯環(huán)電流控制開關頻率不固定，不利于器件的選取和控制的實現(xiàn)。預測電流控制保持滯環(huán)電流控制響應速度快的特點，實際電流能夠在一個開關周期內跟蹤上指令電流，而且控制周期和器件開關頻率固定，整個控制系統(tǒng)中只有電壓環(huán)一個PI調節(jié)器，參數(shù)整定比較簡單。同步PI控制開關頻率固定，采用同步坐標系下控制，可實現(xiàn)有功、無功電流解禍控制，有功、無功功率獨立調節(jié)

37、;采用PI調節(jié)器可以實現(xiàn)無靜差調節(jié)，能夠獲得較好的動靜態(tài)特性。</p><p>　　矢量控制早在20世紀70年代初被提出，當時以直流電動機和交流電動機比較的方法分析闡述了這一原理，由此開創(chuàng)了把交流電動機等效為直流電動機控制的先河。根據(jù)磁場等效的基本原理，三相靜止坐標、兩相靜止坐標和兩相旋轉坐標系之間可以進行相互轉換，這樣就可以把對交流量的控制轉變成對直流量的控制，使系統(tǒng)得到較好的動靜態(tài)性能[10]。矢量控制可以分

38、為電壓定向控制和虛擬磁鏈定向控制兩種。</p><p>　　別外一種是直接功率控制困PC[3]。三相PWM整流器的直接功率控(DPC)是一種基于瞬時功率理論的滯環(huán)控制方法。它根據(jù)有功和無功功率與開關狀態(tài)的簡單對應關系，由整流器的開關狀態(tài)來估計有功和無功功率。用給定功率和估測功率進行比較，其誤差經(jīng)過比較器和整流器狀態(tài)選擇器，就可以輸出整流器下一次的開關狀態(tài)，達到了直接功率控制的要求。直接功率控制在本質上是對輸入電流

39、進行控制，能夠有效改善電流波形的畸變，獲得高功率因數(shù)；控制系統(tǒng)中沒有電流內環(huán)控制和PWM調制模塊，控制方便，算法簡單由整流器的交流側電流、直流側電壓和功率器件的開關狀態(tài)來估算有功、無功功率和電網(wǎng)電壓。這種控制算法的缺點是需使用微分項，易引入高頻干擾；由于采用滯環(huán)控制方式，開關頻率不固定，要求快速的微處理器來實現(xiàn)。直接功率控制也可以分為電壓定向控制和虛擬磁鏈定向控制兩種。</p><p>　　本文并聯(lián)二重化實驗用小

40、功率PWM整流器系統(tǒng)將采用同步PI控制方法本文逆變器試驗臺系統(tǒng)將采用三相獨立調節(jié)電流的預測電流控制算法，可以單獨控制各相電流的不平衡運行。第2、5章將詳細介紹同步PI控制和新型預測電流控制算法。</p><p>　　隨著PWM整流器及其控制策略研究的深入，研究人員展開了多角度多層次的研究工作。為了解決PWM整流器在應用中的既有缺點和障礙，一些較為新穎的系統(tǒng)控制策略相繼被提出。下面簡單的介紹其中的三種。</p

41、><p>　　首先，出現(xiàn)了對無電網(wǎng)電壓傳感器控制及無電網(wǎng)電流傳感器控制的研究。為進一步簡化電壓型PWM整流器的信號檢測，Toshi Hiko Noguchi等學者提出了一種無電網(wǎng)電動勢傳感器的PWM整流器控制策略。隨后B.H.Kwon等人也提出了類似的研究報告[14]。無電網(wǎng)電動勢傳感器控制方式，其主要實現(xiàn)方案可以分為兩大類：矢量控制(VOC)和直接功率控制(DPC)。他們分別是虛擬電網(wǎng)磁鏈定向矢量控制(VFOC)和

42、虛擬電網(wǎng)磁鏈定向直接功率控制(VF-DPC)。本文將對虛擬電網(wǎng)磁鏈定向的矢量控制進行控制策略和實驗研究。另外，M.Riese則通過直流側電流檢測來重構電壓型逆變器的交流側電流，從而為無電網(wǎng)電流傳感器的PWM整流器研究奠定了基礎。</p><p>　　第二種，PWM整流器的時間最優(yōu)控制。常規(guī)的基于dq模型的電壓型PWM整流器控制，一般通過前饋解禍控制，并采用兩個獨立的PI調節(jié)器，分別控制相應的有功無功分量。而有功、

43、無功分量間的動態(tài)禍合和PWM電壓利用率的約束，影響了電壓型PWM整流器有功分量的動態(tài)響應。針對這一問題，Jong Woo choi等學者利用最優(yōu)控制理論，提出了確保直流電壓響應的時間最優(yōu)控制。其基本思路就是，根據(jù)時間最優(yōu)控制算法求解出跟蹤指令電流所需的最優(yōu)控制電壓，并在動態(tài)過程中降低相應無功分量的響應速度，從而有效的提高了有功分量的動態(tài)響應速度，實現(xiàn)了三相電壓型PWM整流器直流電壓的時間最優(yōu)控制。</p><p>

44、;　　第三種，很多學者專注于電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制策略研究。在三相PWM整流器控制策略研究過程中，一般均假設三相電網(wǎng)是平衡的。而實際上，三相電網(wǎng)常處于不平衡狀態(tài)，即三相電網(wǎng)電壓的幅值、相位不對稱。一旦電網(wǎng)不平衡，以三相電網(wǎng)平衡為約束所設計的PWM整流器就會出現(xiàn)不正常的運行狀態(tài)，主要表現(xiàn)在:PWM整流器直流側電壓和網(wǎng)側電流的低次諧波幅值增大，且產(chǎn)生非特性諧波，同時消耗相應增大；PWM整流器網(wǎng)側電流亦不平衡，嚴重時可使PWM整流

45、器發(fā)生故障，甚至燒壞裝置。為了使PWM整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能正常運行，必須提出相應的控制策略。為此，很多學者提出了解決不平衡控制的理論，比如不平衡條件下，網(wǎng)側電流和直流電壓時域表達式、電感電容設計準則、正負序兩套同步旋轉坐標系獨立控制等。這方面控制策略仍有待更進一步的研究。本文的輔電源試驗臺項目對這方面研究做出了有益的嘗試。</p><p>　　對于不同功率等級以及不同的用途，人們研究了各種不同的PWM整流

46、器拓撲結構。在小功率應用場合，PWM整流器拓撲結構的研究主要集中在減少功率開關和改進直流輸出特性上。對于大功率PWM整流器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平拓撲結構、變流器多重化以及軟開關技術上。多電平拓撲結構的PWM整流器主要應用于高壓大容量場合。而對于大電流應用場合，常采用變流器并聯(lián)多重化。與普通并聯(lián)不同的是，每個并聯(lián)的PWM整流器中的PWM信號發(fā)生采用相移PWM控制技術[ 16]，從而以較低的開關頻率獲得了等效的高開關頻率控制，即

47、在降低功率損耗的同時，有效地提高了PWM整流器的電流、電壓波形品質。</p><p>　　1.3.2 PWM整流器的研究狀況</p><p>　　當前對PWM整流器的研究主要是以下幾個方面:</p><p>　　(1)關于PWM整流器的建模研究</p><p>　　PWM整流器數(shù)學模型的研究是PWM整流器及其控制技術研究的基礎。自從出現(xiàn)基于坐

48、標變換的PWM整流器的數(shù)學模型之后，各國學者對PWM整流器的數(shù)學模型進行了詳細的研究，其中R.Wu, S.B.Dewan等較為系統(tǒng)的建立了PWM整流器的時域模型，并將時域模型分解成高頻、低頻模型，且給出了相應的時域解。而Chun T.Rim和Dong Y Hu等則利用局部電路的dq坐標變換建立了PWM整流器基于變壓器的低頻等效模型電路，并給出了穩(wěn)態(tài)、動態(tài)特性分析。在此基礎上，Hengchun Mao等人又建立了一種新穎的降階小信號模型，

49、從而簡化了PWM整流器的數(shù)學模型及特性分析。</p><p>　　(2)關于PWM整流器拓撲結構的研究</p><p>　　PWM整流器拓撲結構可分為電流型和電壓型兩大類。電壓型PWM整流器(VSR)最顯著的拓撲特征是直流側采用電容進行電流儲能，從而使VSR直流側呈低阻抗的電壓源特性。電流型PWM整流器(CSR)直流側則是采用大電感進行電流儲能，使得CSR直流側呈高阻抗的電流源特性。<

50、;/p><p>　　長期以來，因為電壓型整流器結構簡單、損耗較低、控制方便，所以一直是人們研究地重點。而電流型 PWM整流器由于需要較大的直流儲能電感，以及交流側LC濾波問題，制約了電流型PWM整流器地發(fā)展。但隨著超導技術的發(fā)展，因為超導線圈可以直接作為直流儲能電感，電流型PWM整流器在超導儲能技術中有更大的優(yōu)勢。</p><p>　　在小功率場合，PWM整流器拓撲結構的研究集中在減少功率開關

51、和改進直流輸出性能上。J.J.Shieh等對四開關三相電壓型PWM整流器進行了建模與分析。一般Boost型變換器直流側電壓大于交流側電壓峰值，為了實現(xiàn)降壓功能，有學者對拓撲結構進行了改造，并取得了一定的成果。對于大功率PWM整流器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平、變流器組合以及軟開關技術上。多電平拓撲結構的PWM整流器主要應用于高壓大容量場合。而對大電流應用場合，則常采用變流器組合拓撲結構，即將獨立的電流型PWM整流器進行并聯(lián)組合。與

52、普通并聯(lián)不同的是，每個并聯(lián)的PWM整流器中PWM信號采用移相PWM控制技術，從而以較低的開關頻率獲得了高效的高頻控制，即在降低損耗的同時，提高了電流、電壓波形品質。同樣，可以將電壓型PWM整流器串聯(lián)組合，以適應高壓大容量的應用場合。此外，在大功率PWM整流器設計上，還研究了基于軟開關(ZVS, ZCS)控制的拓撲結構和相應的控制策略，這一技術有待進一步完善。</p><p>　　(3)關于電壓型PWM整流器的電流

53、控制策略研究</p><p>　　為了使電壓型PWM整流器網(wǎng)側呈現(xiàn)受控電流源特性，其網(wǎng)側電流控制策略的研究顯得十分重要。在PWM整流器技術發(fā)展過程中，電壓型PWM整流器網(wǎng)側電流控制策略主要分成兩類:一類是由J.W.Dixon提出的間接電流控制策略；另一類就是目前占主導地位的直接電流控制策略。間接電流控制實際上就是所謂的“幅相”電流控制，即通過控制電壓型PWM整流器的交流側電壓基波幅值、相位，進而間接控制其網(wǎng)側電流

54、。由于間接電流控制的網(wǎng)側電流動態(tài)響應慢，且對系統(tǒng)參數(shù)變化靈敏，因此這種控制策略己經(jīng)逐步被直接電流控制策略取代。直接電流控制以其快速的電流響應和魯棒性受到了重視，出現(xiàn)了不同的控制方案，主要包括以固定開關頻率且采用電網(wǎng)電動勢前饋的SPWM控制，以及滯環(huán)電流控制。為了提高電壓利用率并降低損耗，基于空間矢量的PWM控制在電壓型PWM整流器中取得了廣泛的應用，并提出了多種方案。目前電壓型PWM整流器網(wǎng)側電流控制己開始將固定開關頻率、滯環(huán)及空間矢量

55、控制相結合，以使其在大功率有源濾波等需快速電流響應場合獲得優(yōu)越的性能。此外，控制策略上還出現(xiàn)了狀態(tài)反饋控制。</p><p>　　(4) PWM整流器系統(tǒng)控制策略的研究</p><p>　?、僭趯WM整流器的研究過程中，出現(xiàn)了一些較為新穎的控制策略:1Q PWM整流器的時間最優(yōu)控制常規(guī)的dq模型的電壓型PWM整流器控制，一般通過前饋解禍控制并采用兩個獨立的PI調節(jié)器，分別控制相應的有功、

56、無功分量。而有功、無功分量間的動態(tài)禍合和PWM電壓利用率的約束，影響了電壓型PWM整流器有功分量的動態(tài)響應。針對這一問題，有學者提出了直流電壓時間最優(yōu)控制。其基本方法是根據(jù)時間最優(yōu)控制算法求解出跟蹤指令電流所需的最優(yōu)控制電壓，并在動態(tài)過程中降低無功分量的響應速度，提高有功分量的響應速度，實現(xiàn)了時間最優(yōu)控制。</p><p>　　②無電網(wǎng)電動勢傳感器和無網(wǎng)側電流傳感器控制為了簡化信號的檢測，T.Noguchi等學者

57、提出了一種無電網(wǎng)電動勢傳感器PWM整流器控制策略。這一研究主要包括兩類電網(wǎng)電動勢重構方案:一種是通過功率估計另一種是通過電流的偏差求導重構電動勢。M.Riese則通過直流側電流的檢測來重構交流側電流，進而實現(xiàn)無交流電流傳感器控制。</p><p>　　③電網(wǎng)不平衡條件下的PWM整流器控制一般的策略研究總是假設電網(wǎng)是平衡的。實際上，電網(wǎng)經(jīng)常處于不平衡狀態(tài)。當電網(wǎng)出現(xiàn)不平衡時，以三相電網(wǎng)平衡為約束所設計的整流器會出現(xiàn)

58、不正常運行，表現(xiàn)為:PWM整流器直流側電壓和交流側的低次諧波幅值增大，且產(chǎn)生非特征波形，同時損耗相應增大。PWM整流器的交流側電流不平衡，嚴重時可使整流器故障燒毀。</p><p>　　為了能使整流器在電網(wǎng)不平衡條件下仍能正常運行，有學者提出了不平衡條件下，網(wǎng)側電流和直流電壓的時域表達式，認為電網(wǎng)負序分量使導致網(wǎng)側電流畸變的原因。電網(wǎng)不平衡條件下，常規(guī)的控制方法會使直流電壓產(chǎn)生偶次諧波分量，交流側會產(chǎn)生奇次諧波分

59、量。D.Vincenti等人較為系統(tǒng)地提出了正序dq坐標系中地前饋控制策略，即通過負序分量地前饋控制來抑制電網(wǎng)負序分量地影響。但是由于該方法地負序分量在dq坐標下不是直流量，導致PI調節(jié)不能實現(xiàn)無靜差控制。因此，又有學者提出了正、負序雙旋轉坐標系控制，該方法實現(xiàn)了無靜差控制。但是，雙旋轉坐標系控制度的結構比較復雜，運算量大。</p><p>　?、芑贚yapunov穩(wěn)定理論的PWM整流器控制針對PWM整流器的非

60、線性多變量強禍合的特點，常規(guī)的控制策略和控制器的設計一般采用穩(wěn)態(tài)工作點小信號擾動線性處理方法，這種方法的不足之處是無法保證控制系統(tǒng)大范圍擾動的穩(wěn)定性。為此，有學者提出了基于Lyapunov穩(wěn)定性理論的控制策略。這一新穎的控制方案以電感、電容儲能的定量關系建立了Lyapunaov函數(shù)，并由三相PWM整流器的dq模型以及相應的空間矢量PWM約束條件，推導出相應的控制算法。這一方案較好的解決了PWM整流器的大范圍穩(wěn)定控制問題。</p&g

61、t;<p>　　(5)對電流型PWM整流器的進一步研究</p><p>　　隨著超導技術的應用與發(fā)展，電流型PWM整流器克服了自身的一些缺陷，在近些年里取得了成功應用。由于在超導儲能變流環(huán)節(jié)中應用的電流型PWM整流器無需另加直流電感，并且具有良好的電流保護性能，因此與電壓型PWM整流器相比，電流型PWM整流器顯得更有優(yōu)勢。目前，電流型PWM整流器的研究主要集中在數(shù)學建模及特征分析、網(wǎng)側電流畸變和諧振

62、抑制及控制策略、網(wǎng)側濾波參數(shù)的優(yōu)化設計和不平衡電網(wǎng)條件下的控制設計等上。</p><p>　　1.3.3 PWM整流器控制技術研究方向</p><p>　　控制技術是PWM整流器發(fā)展的關鍵。近年來，有關PWM整流器高頻整流控制技術的研究圍繞在以下幾個方面:</p><p>　　(1)減少交流側輸入電流畸變率，降低其對電網(wǎng)的負面效應。一般要求在整個負載波動范圍內，交

63、流側輸入電流的總諧波畸變率低于5%。</p><p>　　(2)提高功率因數(shù)，減少整流的非線性，使之對電網(wǎng)而言相對是“純電阻”負載。</p><p>　　(3)提高系統(tǒng)的動態(tài)響應能力，減少系統(tǒng)的動態(tài)響應時間。</p><p>　　(4)降低系統(tǒng)的開關損耗，提高整個裝置的效率。</p><p>　　(5)減少直流側紋波系數(shù)，縮小直流側濾波器體積

64、，減輕重量。</p><p>　　(6)提高直流側電壓利用率，擴大調制波的控制范圍。</p><p>　　1.4本文的主要研究內容</p><p>　　本論文在進行了大量有關PWM整流器控制的文獻研究和資料分析的基礎上，主要完成以下工作:</p><p>　　1.首先閱讀了大量關于三相高功率因數(shù)整流器方面的文章，對該系統(tǒng)及其控制系統(tǒng)有了一定的

65、了解。通過對電壓型PWM整流器的工作原理進行了比較詳細的分析，建立了整流器的數(shù)學模型，為后面的分析提供了理論基礎。</p><p>　　2.基于TMS320F2812數(shù)字信號處理器(DSP)，設計了系統(tǒng)的控制回路和檢測回路。</p><p>　　3.針對系統(tǒng)的硬件電路的設計，著重對電路設計用到的傳感器和開關管進行比較和選擇，對驅動電路，直流電壓、交流電流采樣及電網(wǎng)電壓同步信號采樣電路和DS

66、P控制電路進行了設計。</p><p>　　4. 對于系統(tǒng)軟件設計，給出了PWM控制脈沖的生成方法和電網(wǎng)電壓同步信號獲取的正弦查表法，利用匯編和C語言的混合編程，編寫了其實現(xiàn)程序，完成了對PWM整流器的數(shù)字控制。</p><p>　　第二章 PWM整流器的工作原理、拓撲結構及數(shù)學模型</p><p>　　本章先對PWM整流器的工組原理進行詳細的分析，剖析其改善功率因

67、數(shù)，實現(xiàn)能量雙向流動的原因，在此基礎上，闡述了多種PWM整流器的拓撲結構并加以比較說明。接著，文章又建立了PWM整流器的兩種基本的數(shù)學模型，并在本章最后簡要介紹了幾種PWM整流器的控制方式。</p><p>　　2.1 PWM整流器的工作原理</p><p>　　PWM整流器是與傳統(tǒng)整流裝置關鍵性的不同之處是用全控型功率器件取代了半控型功率開關或二極管，以PWM斬波控制整流取代了相控整流或

68、不可控整流，因此，PWM整流器具有下列優(yōu)越性能:</p><p>　　(1)網(wǎng)側電流為正弦波；</p><p>　　(2)網(wǎng)側功率因數(shù)可控或為單位功率因數(shù)；</p><p>　　(3)電能雙向流動；</p><p>　　(4)較快的動態(tài)控制響應。</p><p>　　由此可見，PWM整流器己不是一般傳統(tǒng)意義上的AC/D

69、C變換器，由于能量的雙向傳輸，當PWM整流器從電網(wǎng)吸取能量時，則運行于整流工作狀態(tài)；而當PWM整流器向電網(wǎng)傳輸電能時，則運行于有源逆變工作狀態(tài)。單位功率因數(shù)指的是:當PWM整流器運行于整流狀態(tài)時，網(wǎng)側電壓、電流同相位(正阻特性)；當PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)時，其網(wǎng)側電壓、電流反相(負阻特性)。</p><p>　　圖2.1 PWM整流器模型電路</p><p>　　因此，PWM整流

70、器實際上是一個其交、直流側可控的四象限運行的變流裝置，下面從模型電路說明其基本原理。</p><p>　　從圖2. 1可以看出，PWM整流器模型電路是由交流回路、功率開關橋路和直流回路組成的。其中交流回路包括交流電動勢。以及網(wǎng)側電感L等。直流回路包括負載電阻R及負載電勢e等。功率開關橋路為電壓型或電流型橋路組成。當不計功率橋的損耗時，由交、直流側功率平衡關系可得</p><p>　　= d

71、c dc (2.1)</p><p>　　式中，, 為模型電路交流側電壓、電流。,為模型電路直流側電壓、電流。由式( 2. 1)可看到:通過模型電路交流側的控制，就可以控制其直流側，反之亦然。下面從模型電路交流側入手，分析PWM整流器的運行狀態(tài)和控制原理。</p><p>　

72、　為簡化分析，對于PWM整流器模型電路，只考慮基波分量而忽略PWM諧波分量，并且忽略交流側電阻。穩(wěn)態(tài)條件下，PWM整流器交流側矢量關系如圖2. 2所示</p><p>　　a純電感特性運行 b正阻特性運行</p><p>　　c純電容性運行 d負阻特性運行</p><

73、p>　　圖2.2PWM 整流器交流側穩(wěn)態(tài)矢量關系</p><p>　　圖2.2中: ,交流電網(wǎng)電動勢矢量；</p><p><b>　　,交流側電壓矢量；</b></p><p>　　，交流側電感電壓矢量；</p><p><b>　　，交流側電流矢量。</b></p>&l

74、t;p>　　由圖2.2分析可知，當以電網(wǎng)電動勢矢量為參考時，通過控制交流電壓矢量V即可實現(xiàn)PWM整流器的四象限運行。假設不變，也是固定不變，此時，PWM整流器交流電壓矢量V端點運動軌跡為一個以為半徑的圓。當電壓矢量端點位于圓軌跡A點時，電流矢量I比電動勢矢量E滯后900，此時PWM整流器網(wǎng)側呈純電感特性，如圖2.2 a所示；當電壓矢量V端點運動到圓軌跡B點時，電流矢量I于電動勢E平行且同向，此時，PWM整流器網(wǎng)側呈正電阻特性，如

75、圖2.2 b所示；當電壓矢量V端點運動到C點時，電流矢量I超前電動勢矢量E900，此時，PWM整流器網(wǎng)側呈純電容特性，如圖2.2 c所示；當電壓矢量V端點運動到D點時，電流矢量I于電動勢E平行且反向，此時，PWM整流器網(wǎng)側呈負電阻特性，如圖2.2 d所示。上述中的A, B, C, D四點是PWM整流器四象限運行的四個特殊工作狀態(tài)點進一步分析，可得PWM整流器四象限運行規(guī)律:</p><p>　　(1)當電壓

76、矢量V端點在圓軌跡AB上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。此時，PWM整流器需從電網(wǎng)吸收有功及無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。值得注意的是，當PWM整流器運行在B點時，則實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流控制。而在A點運行時，PWM整流器則不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收感性無功功率。</p><p>　　(2)當電壓矢量V端點在圓軌跡BC上運動時，PWM整流器運行于整流狀態(tài)。此時， PWM整流器需

77、從電網(wǎng)吸收有功及容性無功功率，電能將通過PWM整流器由電網(wǎng)傳輸至直流負載。當PWM整流器運行至C點時，此時，PWM整流器將不從電網(wǎng)吸收有功功率，而只從電網(wǎng)吸收容性無功功率。</p><p>　　(3)當電壓矢量V端點在圓軌跡CD上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)。此時PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及容性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。當PWM整流器運行至D點時，便可實現(xiàn)單位功率因數(shù)有源逆變。&l

78、t;/p><p>　　(4)當電壓矢量V端點在圓軌跡DA上運動時，PWM整流器運行于有源逆變狀態(tài)。此時PWM整流器向電網(wǎng)傳輸有功及感性無功功率，電能將從PWM整流器直流側傳輸至電網(wǎng)。</p><p>　　2.2 PWM整流器電路拓撲</p><p>　　PWM分類方法很多，但最基本的分類方法是將其分為電壓型PWM整流器(Voltage Source Rectifier,

79、 VSR)和電流型PWM整流器(Current SourceRectifier, CSR)兩大類，這主要是因為電壓型、電流型PWM整流器，無論是在主電路結構、PWM信號發(fā)生以及控制策略等方面均有各自的特點，且兩者間存在電路上的對偶性。</p><p>　　2.2.1電壓型PWM整流器拓撲結構</p><p>　　1.單相半橋、全橋VSR拓撲結構</p><p>　　

80、如圖2. 3是單相半橋和全橋電路拓撲結構，兩者交流側結構相同，交流側的電感主要用以濾除電流諧波。</p><p><b>　　a 單相半橋VSR</b></p><p><b>　　b 單相全橋VSR</b></p><p>　　圖2.3 單相VSR電路拓撲</p><p>　　由圖知，單相半橋VS

81、R只有一個橋臂為功率開關，另一橋臂由兩個電容串聯(lián)組成，兩串聯(lián)電容兼做直流側儲能電容；而單相全橋VSR的兩橋臂都采用功率開關，圖中的反并聯(lián)的二極管為續(xù)流二極管，用來緩沖PWM過程中的無功電能。對比可見，半橋電路結構簡單，造價低，因此常用于低成本、小功率的場合。然而，在相同的交流側電路參數(shù)條件下，要使單相半橋VSR和單相全橋VSR獲得同樣的交流側電流控制特性，半橋電路直流電壓應是全橋電路直流電壓的兩倍，因此功率開關耐壓要求相對提高。另外，為

82、使半橋電路中電容中點電位基本不變，還需引人電容均壓控制，可見單相半橋VSR的控制相對復雜。</p><p>　　2.三相半橋、全橋VSR拓撲結構</p><p><b>　　a 三相半橋VSR</b></p><p><b>　　b 三相全橋VSR</b></p><p>　　圖2.4 三相VSR電

83、路拓撲</p><p>　　如圖2.4 a為三相半橋電壓型PWM整流器拓撲，這是一種最常見的三相PWM整流器，其交流側采用三相對稱無中線連接，3個橋臂具有6只功率開關。圖2.4 b為三相全橋VSR拓撲，其公共直流母線上連接了三個獨立控制的單相全橋VSR，并通過變壓器連接至電網(wǎng)。因此，三相全橋VSR實際上是由三個獨立的單相全橋VSR組合而成的，當電網(wǎng)不平衡時，不會嚴重影響PWM整流器控制性能，由于三相全橋電路所需

84、的功率開關管是三相半橋電路的兩倍，所以三相全橋電路一般較少采用。</p><p>　　上述的1和2拓撲都屬于常規(guī)的二電平拓撲結構，其不足之處是在高壓場合下，需使用高反壓的功率開關或多個功率開關串聯(lián)使用。此外，由于VSR交流側輸出電壓總在二電平上切換，當開關頻率不高時，會導致諧波含量相對較大。</p><p>　　3.三電平VSR拓撲結構</p><p>　　圖2.5

85、 三相三電平VSR電路拓撲</p><p>　　三電平VSR可以解決二電平VSR的不足。從圖2.5可以看到，這種拓撲結構中以多個功率開關串聯(lián)使用，并采用二極管箱位以獲得交流輸出電壓的三電平調制，因此，三電平VSR在提高耐壓等級的同時有效的降低了交流側諧波電壓、電流，從而改善了其網(wǎng)側波形品質。三電平電路所需功率開關與二電平相比成倍增加，并且控制也相對復雜。</p><p>　　4.基于軟開關

86、調制的VSR</p><p>　　圖2.6 軟開關調制VSR電路拓撲</p><p>　　如圖2.6所示，橋式并聯(lián)諧振網(wǎng)絡由諧振電感、諧振電容、功率開關V7以及續(xù)流二極管,組成，,，為直流側開關，作用是將直流側與諧振網(wǎng)絡和交流側隔離。在一定條件下 , ，產(chǎn)生諧振，使兩端產(chǎn)生零電壓，此時，三相橋功率開關進行切換，即可實現(xiàn)軟開關PWM控制。</p><p>　　5.電流

87、源型PWM整流器</p><p><b>　　a 單相CSR</b></p><p><b>　　b 三相CSR</b></p><p>　　圖 2.7CSR電路拓撲</p><p>　　如圖2.7所示為CSR電路結構，可以看出，除了直流儲能電感外，與VSR相比，其交流側還增加了濾波電容，與網(wǎng)側電感

88、組成LC濾波器，濾除網(wǎng)側諧波電流，并抑制諧波電壓。橋臂上順向串聯(lián)二極管，目的是阻斷反向電流，并提高功率開關的耐反壓能力。</p><p>　　2.3三相PWM整流器數(shù)學模型</p><p>　　2.3.1三相PWM整流器動態(tài)數(shù)學模型</p><p>　　三相PWM整流器的拓撲結構如圖所示，開關等效圖如圖2.8所示。這里假設電路滿足以下條件</p>&l

89、t;p>　?。?)電源是三相平衡正弦電壓源。</p><p>　?。?)濾波電感L是線性的，不考慮飽和現(xiàn)象。</p><p>　　定義三相開關函數(shù)如下:</p><p>　　，第k相上橋臂開關管導通，下橋臂開關管關斷。</p><p>　　，第k相下橋臂開關管導通，上橋臂開關管關斷。</p><p><b&

90、gt;　　k=a, b, c</b></p><p><b>　　對a相電路，有:</b></p><p>　　(2.1)設，為IGBT的等效電阻，當上橋臂開關導通，且小橋臂開關關斷時，有:</p><p><b>　　(2.2)</b></p><p>　　當下橋臂導通，上橋臂關斷時

91、有:</p><p><b>　　(2.3)</b></p><p>　　將式(2.2)、式(2.3)代入式(2.1)可得:</p><p><b>　　(2.4) </b></p><p>　　同一橋臂上下開關不能同時導通，即，同時，約定，則</p><p>　　式(2.4

92、)可寫為:</p><p><b>　　(2.5)</b></p><p>　　同理可得b相和c相的微分方程如下:</p><p><b>　　(2.6)</b></p><p><b>　　(2.7)</b></p><p>　　對于三相平衡系統(tǒng)，有:

93、 ，將式(2.5)、(2.6)、(2.7)</p><p><b>　　變換代入，可得:</b></p><p>　　, </p><p><b>　　則中性點電壓為:</b></p><p><b>　　(2.8)</b></p>

94、<p>　　將式(2.8)代入式(2.5)中，可得完整的a相方程:</p><p>　　(2.9) </p><p>　　同理可得b相、c相方程如下:</p><p>　　(2.10) (2.11)</p><p&

95、gt;　　對負載電流進行分析，可得電容上電壓:</p><p><b>　　（2.12）</b></p><p><b>　　整理可得方程組：</b></p><p><b>　?。?.13）</b></p><p>　　式中C為整流器直流側濾波電容</p>&l

96、t;p>　　, ，電感器的等效參數(shù)</p><p><b>　　，整流器負載電阻</b></p><p><b>　　，整流器輸出電壓</b></p><p>　　,,，整流器三相輸入電流</p><p>　　, ,，三相電網(wǎng)電壓</p><p><b>　　

97、定義三相相電壓函數(shù)</b></p><p>　　則整流器的交流側數(shù)學模型為:</p><p>　　=- （2.14）</p><p>　　由式(2. 14)，可得交流側高頻等效電路如圖:</p><p>　　圖2.8PWM整流器交流側高頻等效模型</p><p>

98、　　2.3.2基于狀態(tài)空間平均法數(shù)學模型</p><p>　　表達式(2.14)是一組對時間不連續(xù)的微分方程，普通的數(shù)學方法難以求得其解析解，造成不連續(xù)的原因在于開關函數(shù)的不連續(xù)性。當開關頻率很高時，狀態(tài)空間平均法是解決該問題的一種行之有效的方法。根據(jù)此概念，可以用開關函數(shù)在一個開關周期內的平均值代替函數(shù)本身，得到對時間連續(xù)的狀態(tài)空間平均模型。應用了傅立葉變換這個模型，則一個周期的傅立葉級數(shù)為:</p>

99、;<p><b>　?。?.15）</b></p><p>　　對于一個SPWM自然采樣瓣，在一個周期內的轉換點并不是對稱的。然而，當轉換頻率比固有頻率大的多的時候，在一個轉換周期內調制波可被看成一個常量。因此，轉換部分接近對稱了，如圖(2.9 )所示</p><p>　　圖2.9 一個轉換周期內的調制波</p><p><

100、b>　　對進行對偶拓展得:</b></p><p><b>　　(2.16)</b></p><p>　　令d I = S k代入方程( 2.14 )，這樣( 2.14)就由帶開關函數(shù)得方程變?yōu)榱诉B續(xù)方程，如下:</p><p><b>　　（2.17）</b></p><p>　

101、　式中為一個開關周期內開關函數(shù)的平均值，由于開關函數(shù)是幅值為1的脈沖，所以其平均值等于其占空比。根據(jù)狀態(tài)空間平均定義三相相電壓平均值函數(shù)。</p><p><b>　?。?.18）</b></p><p>　　令 （2.19）</p><p>　　可得基于狀態(tài)空間平均法PW

102、M整流器等效模型:</p><p>　　圖2.10 基于狀態(tài)空間平均法PWM整流器等效模型</p><p>　　對于幅相控制，相角平和調制系數(shù)m將控制d；，第i相的占空比d，可表示如下:</p><p>　　根據(jù)文獻[11]可得,:</p><p>　　這里,；是的穩(wěn)態(tài)值，是的穩(wěn) </p><p>　　態(tài)值，是功率因

103、數(shù)角，表示單位功率因數(shù)。</p><p>　　圖2.11 幅相控制下的調制波和載波</p><p>　　第三章 整流器主電路參數(shù)的選擇</p><p>　　3.1直流側電壓的選定</p><p>　　直流側輸出電壓。不僅要滿足負載對電壓的要求，而且要能控制流過濾電感L中的電流波形為正弦。從電源控制方面看，過低，將會導致交流側電流畸變嚴重，甚至

104、不能跟隨給定；過高，將會提高器件的耐壓定額，增加成本，也會降低系統(tǒng)可靠性。</p><p>　　由原理圖2.4 a，可以看出，要保證續(xù)流二極管只在續(xù)流時導通，系統(tǒng)完全可控，直流電壓。必須不小于輸入端A, B, C處的交流線電壓基波的峰值。在滯環(huán)電壓控制方式下。產(chǎn)生的三相橋輸入端線電壓基波最大值為僅，而交流側三相對稱系統(tǒng)電壓合成矢量幅值為 (為相電壓峰值)，因此，，及直流側電壓滿足:</p><

105、;p><b>　　(3.1) </b></p><p>　　在交流電源電壓最大值或有效值給定后，可根據(jù)(3.1)大致確定直流側電壓值。</p><p>　　3.2交流側電感的設計</p><p>　　在VSR系統(tǒng)設計中，交流側電感的設計至關重要，這是因為VSR交流側電感的取值不僅影響到電流環(huán)的動、靜態(tài)響應，而且還制約著VSR輸出功率

106、、功率因數(shù)以及直流電壓。VSR交流側電感的主要作用可歸納如下:</p><p>　?。?)隔離電網(wǎng)電動勢與VSR交流側電壓。通過VSR交流側電壓幅值、相位的PWM控制，或通過VSR交流側電流幅值、相位的PWM控制均可實現(xiàn)VSR四象限運行。</p><p>　?。?)濾除CSR焦爐測PWM諧波電流，實現(xiàn)VSR交流側正弦波電流或一定范圍內的任意電流波形控制。</p><p&

107、gt;　?。?)使VSR具有boost PWM AC/DC變換性能及直流側受控電流源特性。</p><p>　?。?)使VSR獲得良好電流波形的同時，還可以向電網(wǎng)傳輸無功功率，實現(xiàn)網(wǎng)側純電感、純電容特性運行。</p><p>　?。?)使VSR控制系統(tǒng)獲得了一定的阻尼特性，有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。</p><p>　　可見，交流側電感的選取對整個系統(tǒng)有很大的影響。

108、在實際系統(tǒng)設計中，直流側電壓選定后，交流側電感的設計對電源電流波形影響很大，一方面它影響到輸入電流諧波含量，總的輸入電流諧波畸變率定義為:</p><p><b>　　(3.2)</b></p><p>　　式中為所有諧波電流分量的總有效值，為基波電流有效值。因此，從濾波的角度看，希望交流側電感不能太?。涣硪环矫?，電感參數(shù)的選擇也影響了實際電流的跟蹤速度。設計交流側電

109、感應考慮以下兩個方面:</p><p>　　(1)電感設計不能太小，否則輸入電流的諧波過大。</p><p>　　以a相分析，由式(2.9)可得</p><p><b>　　(3.3)</b></p><p><b>　　寫成增量形式</b></p><p><b>

110、;　　(3.4)</b></p><p>　　其中,為斬波開關周期。從每個控制周期內電流波動幅值的要求考慮，最大不超過的0.2倍，上式中，當取最大值，取最大2/3時，波動最大，此時滿足:</p><p><b>　　變換上式可得:</b></p><p><b>　　(3.5)</b></p>&